上一篇我们已经介绍了反激电源的三大干扰源及其干扰的原理，本文针对三大干扰源的抑制措施进行详细讲解。
（1）针对MOS管
①改变栅极驱动电阻
这是PWM 波形，从这个图上我们可以看到，驱动信号的边沿速率极快，信号边沿速率越快，高频分量越多。所以通过调整栅极电阻来减小电压变化率du/dt 和电流变化率di/dt，那么，降低了驱动速率，必然会减小高频干扰。
这个是不同边沿信号，边沿时间与频谱包络的关系，横轴是频率，纵轴是幅度，假设驱动方波上升时间为t，则方波频域上高频时转折频率为1/(π*t)，t 越小则高频成分越高。像上面的图，红色线就代表边沿速率快的信号的频谱。
增加电阻后边沿速率减小，电阻越大，边沿速率越小，但是导通时间延长，导通损耗变大发热加剧，会降低开关电源的效率，通常，这电阻选择几欧至几十欧之间，一般大家经常看到栅极加10 欧电阻，就是这个道理。
②RCD吸收
给RC 增加二极管后，开关晶体管在截止瞬间电源经由二极管向电容C 充电，由于二极管顺向导通的压降很小，所以对开关晶体管关断时的过电压缓冲吸收效果与单个电容相当。但是，当开关晶体管导通时，二极管的单向导电作用使得电容的放电只能经过串联电阻R 进行，其作用与RC 阻容缓冲吸收电路相当。所以RCD 缓冲吸收比C 和RC 效果都要好，这是针对MOS 管的吸收。
原理大家看，开关MOS 管导通时，由于二极管反向，电容充电，当MOS 管关断时，变压器为阻碍原边电流的减小，会产生反向电动势，此时，电管储存的能量，就通过RCD 电容最终消耗在电阻上，从而抑制由于变压器的初级漏感在开关管关断过程中产生的电压尖峰。这就是RCD 源头抑制变压器原边电压尖峰的原理。
（2）针对变压器
①提供内部传导通路
如图所示，只表示了MOS 对地寄生电容，变压器原边副边寄生电容，次级对地寄生电容，其实这种寄生通道非常多，不限于这几种，比如MOS 通过变压器对地寄生电容等。这些寄生通路很容易把原边电磁干扰，包括副边电磁干扰，导入大地，回到LISN形成共模回路会引起EMI 问题。一个是传到了传导骚扰测试的LISN，另外一个，形成了更大的共模回路，辐射问题增强。
具体的解决方案：在开关电源次级冷地（整流二极管后的铝电解电容负极）与原边热地，（整流桥后边铝电解电容负极）跨接Y 电容。一般选用高压陶瓷电容作为Y 电容，容值在102-103 左右，不宜过小，达不到效果，太大，会造成漏电流增大。
为什么加电容？我们接着看，首先，我们在讲开关电源原理时，讲原边，副边的MOS，变压器，整流二极管，都是很强的电磁干扰源，这些器件产生的噪声，在高频时，由于电容存在各种各样的寄生参数，会产生寄生共模回路。
加了这个Y 电容后，相当于给次级的干扰提供了一条回到原边的通路，这个通路的好处是，干扰跑来跑去，都在电源内部流动，切断了到大地的路径，传导干扰和辐射干扰的风险大大降低。这就是，开关电源设计时，工程师经常在冷地和热地之间加Y 电容的原因和目的，就是切断干扰的共模路径，提供一条在电源内部流动的路径。
②屏蔽变压器
理想情况下，共模信号，根本不能通过变压器传递，这就是变压器隔离共模的原理。下面，我们来看，实际变压器的绕制，一般，开关电源变压器，我们用的比较多的都是三明治这种绕法。
看这个图，红色箭头指的是变压器初级绕组，绿色箭头指的是变压器次级绕组。通常，变压器初级电源高，初级绕组较多，这种绕法，相当于把次级绕组，绕制在初级绕组的中间，类似三明治，所以称为三明治绕法。
这种绕法的好处，初级和次级直接耦合面积很大，可以减少变压器初级和次级间的漏磁，从而减少变压器漏感降低了LC 振荡的寄生电感，降低漏感引起的电压尖峰，从而降低EMI 风险。
另外，变压器初级两个绕层中间是次级绕组，所以同时降低了初级绕组之间的寄生电容。另外，虽然降低了初级漏感和寄生电容，但是由于次级绕组在两个初级绕组之间，此时，初级绕组和次级绕组之间的分布电容会增大，初级和次级之间相当于为共模电容提供了一条路径，它把初级测的干扰噪声传到次级。
为了降低初级次级耦合电容，从而切断初级次级耦合通道，工艺上可以采用屏蔽变压器。
看上面的图，加了屏蔽层后初次级之间耦合电容就分成了两个，分别为初级绕组对屏蔽层的耦合电容，次级绕组对屏蔽层的耦合电容。工艺制作时，一般会把这个屏蔽层，通过地线接到变压器原边热地，把初级的电磁干扰旁路回初级，那么就隔离了初级对次级的电磁干扰。一般是在变压器在原边和副边之间增加一层铜箔，目的是，将原边干扰通过屏蔽层旁路回源头。
变压器用绝缘胶带在变压器的外边包了一圈铜箔这种工艺我们都叫变压器外部屏蔽变压器。一般为了防止磁饱和变压器工艺设计时，一般会开一个气隙，从工艺上，一般会将这个气隙，开在变压器内部中心处的铁芯。可以减小漏磁，实际绕制时，也会故意把线圈，绕制在这个气隙位置。实际中不管怎么设计，还是会存在边缘的漏磁。有漏磁，必然会在闭合回路感应电压和电流，变压器产生漏感磁场，会向外部空间泄露，在高频应用时，较强的漏磁场会在输入和输出端口的闭合回路上感应出电压，导致EMI 测试结果变差。如果有外部屏蔽层，根据电磁感应原理，屏蔽层内会感应出电流，形成相反的磁场，抵消变压器磁场的影响。这就是变压器外部，增加屏蔽的原理。
变压器漏磁在外部屏蔽上，会感应形成涡流，涡流产生的反向磁场，会抵消漏磁辐射，从而减小变压器的漏磁的影响，一般，这种包覆方式有2种。
一种是线圈包覆，可以减小线圈直接对外的辐射。
一种是磁芯和线圈的包覆，即可以减小线圈辐射，也可以减小磁芯漏磁对外的辐射。需要注意的是，这个铜箔需要两端需要导电搭接，闭合，而屏蔽变压器的屏蔽，是需要两端开路，另外，这个铜箔，不需要接地，接地后涡流产生不了，也不从在涡流反磁场抵消源磁场作用。
（3） 针对整流二极管
减小反向回复电流是抑制尖峰的根本措施。
①选用SiC二极管
可适当选用恢复特性相对较软的软快恢复二极管。比如碳化硅二极管，几乎不存在反向恢复问题，碳化硅二极管，价格比较硅贵，虽然反向恢复特性好，但目前还没有推广开。
②正极加穿孔磁珠。
加磁珠，正向导通瞬间，可以抑制电流变化率，正向导通后，磁珠饱和，反向恢复的时候，同样，抑制反向电流变化率di/dt。一般，磁珠选择60-80 欧的锰锌铁氧体磁珠。
右边是MOS 管，D 极加磁珠，右边是大功率二极管，正极加磁珠。加磁珠，和刚开始讲的栅极加电阻，或者DS 加电容，加RC 相比，就不用担心损耗了。
③加RC吸收
整流二极管加RC 吸收，也是抑制整流二极管EMI 常用的一个措施。在二极管反向关断时，寄生电感中的能量对寄生电容充电，同时还通过吸收电阻R 对吸收电容C 充电，当二极管快速正向导通时，C 通过R 放电，能量的大部分将消耗在R 上，通过电容，充电放电，可以降低电路里面电流的变化率，有效抑制反向尖峰电压，通常，电阻R=10-33Ω，C=33pF-1000pF。
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上一篇我们已经介绍了反激电源的三大干扰源及其干扰的原理，本文针对三大干扰源的抑制措施进行详细讲解。
（1）针对MOS管
①改变栅极驱动电阻
这是PWM 波形，从这个图上我们可以看到，驱动信号的边沿速率极快，信号边沿速率越快，高频分量越多。所以通过调整栅极电阻来减小电压变化率du/dt 和电流变化率di/dt，那么，降低了驱动速率，必然会减小高频干扰。
这个是不同边沿信号，边沿时间与频谱包络的关系，横轴是频率，纵轴是幅度，假设驱动方波上升时间为t，则方波频域上高频时转折频率为1/(π*t)，t 越小则高频成分越高。像上面的图，红色线就代表边沿速率快的信号的频谱。
增加电阻后边沿速率减小，电阻越大，边沿速率越小，但是导通时间延长，导通损耗变大发热加剧，会降低开关电源的效率，通常，这电阻选择几欧至几十欧之间，一般大家经常看到栅极加10 欧电阻，就是这个道理。
②RCD吸收
给RC 增加二极管后，开关晶体管在截止瞬间电源经由二极管向电容C 充电，由于二极管顺向导通的压降很小，所以对开关晶体管关断时的过电压缓冲吸收效果与单个电容相当。但是，当开关晶体管导通时，二极管的单向导电作用使得电容的放电只能经过串联电阻R 进行，其作用与RC 阻容缓冲吸收电路相当。所以RCD 缓冲吸收比C 和RC 效果都要好，这是针对MOS 管的吸收。
原理大家看，开关MOS 管导通时，由于二极管反向，电容充电，当MOS 管关断时，变压器为阻碍原边电流的减小，会产生反向电动势，此时，电管储存的能量，就通过RCD 电容最终消耗在电阻上，从而抑制由于变压器的初级漏感在开关管关断过程中产生的电压尖峰。这就是RCD 源头抑制变压器原边电压尖峰的原理。
（2）针对变压器
①提供内部传导通路
如图所示，只表示了MOS 对地寄生电容，变压器原边副边寄生电容，次级对地寄生电容，其实这种寄生通道非常多，不限于这几种，比如MOS 通过变压器对地寄生电容等。这些寄生通路很容易把原边电磁干扰，包括副边电磁干扰，导入大地，回到LISN形成共模回路会引起EMI 问题。一个是传到了传导骚扰测试的LISN，另外一个，形成了更大的共模回路，辐射问题增强。
具体的解决方案：在开关电源次级冷地（整流二极管后的铝电解电容负极）与原边热地，（整流桥后边铝电解电容负极）跨接Y 电容。一般选用高压陶瓷电容作为Y 电容，容值在102-103 左右，不宜过小，达不到效果，太大，会造成漏电流增大。
为什么加电容？我们接着看，首先，我们在讲开关电源原理时，讲原边，副边的MOS，变压器，整流二极管，都是很强的电磁干扰源，这些器件产生的噪声，在高频时，由于电容存在各种各样的寄生参数，会产生寄生共模回路。
加了这个Y 电容后，相当于给次级的干扰提供了一条回到原边的通路，这个通路的好处是，干扰跑来跑去，都在电源内部流动，切断了到大地的路径，传导干扰和辐射干扰的风险大大降低。这就是，开关电源设计时，工程师经常在冷地和热地之间加Y 电容的原因和目的，就是切断干扰的共模路径，提供一条在电源内部流动的路径。
②屏蔽变压器
理想情况下，共模信号，根本不能通过变压器传递，这就是变压器隔离共模的原理。下面，我们来看，实际变压器的绕制，一般，开关电源变压器，我们用的比较多的都是三明治这种绕法。
看这个图，红色箭头指的是变压器初级绕组，绿色箭头指的是变压器次级绕组。通常，变压器初级电源高，初级绕组较多，这种绕法，相当于把次级绕组，绕制在初级绕组的中间，类似三明治，所以称为三明治绕法。
这种绕法的好处，初级和次级直接耦合面积很大，可以减少变压器初级和次级间的漏磁，从而减少变压器漏感降低了LC 振荡的寄生电感，降低漏感引起的电压尖峰，从而降低EMI 风险。
另外，变压器初级两个绕层中间是次级绕组，所以同时降低了初级绕组之间的寄生电容。另外，虽然降低了初级漏感和寄生电容，但是由于次级绕组在两个初级绕组之间，此时，初级绕组和次级绕组之间的分布电容会增大，初级和次级之间相当于为共模电容提供了一条路径，它把初级测的干扰噪声传到次级。
为了降低初级次级耦合电容，从而切断初级次级耦合通道，工艺上可以采用屏蔽变压器。
看上面的图，加了屏蔽层后初次级之间耦合电容就分成了两个，分别为初级绕组对屏蔽层的耦合电容，次级绕组对屏蔽层的耦合电容。工艺制作时，一般会把这个屏蔽层，通过地线接到变压器原边热地，把初级的电磁干扰旁路回初级，那么就隔离了初级对次级的电磁干扰。一般是在变压器在原边和副边之间增加一层铜箔，目的是，将原边干扰通过屏蔽层旁路回源头。
变压器用绝缘胶带在变压器的外边包了一圈铜箔这种工艺我们都叫变压器外部屏蔽变压器。一般为了防止磁饱和变压器工艺设计时，一般会开一个气隙，从工艺上，一般会将这个气隙，开在变压器内部中心处的铁芯。可以减小漏磁，实际绕制时，也会故意把线圈，绕制在这个气隙位置。实际中不管怎么设计，还是会存在边缘的漏磁。有漏磁，必然会在闭合回路感应电压和电流，变压器产生漏感磁场，会向外部空间泄露，在高频应用时，较强的漏磁场会在输入和输出端口的闭合回路上感应出电压，导致EMI 测试结果变差。如果有外部屏蔽层，根据电磁感应原理，屏蔽层内会感应出电流，形成相反的磁场，抵消变压器磁场的影响。这就是变压器外部，增加屏蔽的原理。
变压器漏磁在外部屏蔽上，会感应形成涡流，涡流产生的反向磁场，会抵消漏磁辐射，从而减小变压器的漏磁的影响，一般，这种包覆方式有2种。
一种是线圈包覆，可以减小线圈直接对外的辐射。
一种是磁芯和线圈的包覆，即可以减小线圈辐射，也可以减小磁芯漏磁对外的辐射。需要注意的是，这个铜箔需要两端需要导电搭接，闭合，而屏蔽变压器的屏蔽，是需要两端开路，另外，这个铜箔，不需要接地，接地后涡流产生不了，也不从在涡流反磁场抵消源磁场作用。
（3） 针对整流二极管
减小反向回复电流是抑制尖峰的根本措施。
①选用SiC二极管
可适当选用恢复特性相对较软的软快恢复二极管。比如碳化硅二极管，几乎不存在反向恢复问题，碳化硅二极管，价格比较硅贵，虽然反向恢复特性好，但目前还没有推广开。
②正极加穿孔磁珠。
加磁珠，正向导通瞬间，可以抑制电流变化率，正向导通后，磁珠饱和，反向恢复的时候，同样，抑制反向电流变化率di/dt。一般，磁珠选择60-80 欧的锰锌铁氧体磁珠。
右边是MOS 管，D 极加磁珠，右边是大功率二极管，正极加磁珠。加磁珠，和刚开始讲的栅极加电阻，或者DS 加电容，加RC 相比，就不用担心损耗了。
③加RC吸收
整流二极管加RC 吸收，也是抑制整流二极管EMI 常用的一个措施。在二极管反向关断时，寄生电感中的能量对寄生电容充电，同时还通过吸收电阻R 对吸收电容C 充电，当二极管快速正向导通时，C 通过R 放电，能量的大部分将消耗在R 上，通过电容，充电放电，可以降低电路里面电流的变化率，有效抑制反向尖峰电压，通常，电阻R=10-33Ω，C=33pF-1000pF。
版权声明：本文为CSDN博主「54攻城狮」的原创文章，遵循CC 4.0 BY-SA版权协议，转载请附上原文出处链接及本声明。
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